電源圈的朋友都知道，開關(guān)式電源柵極驅(qū)動要求對于低電壓高電流的應(yīng)用而言尤其重要。原因在于通常由幾個MOSFET 器件并聯(lián)來滿足特定設(shè)計的高電流規(guī)范要求，因此單一集成電路控制器與驅(qū)動器解決方案就變得不再可行，MOSFET 并聯(lián)可降低漏極到源極的導(dǎo)通電阻，并減少傳導(dǎo)損耗。但是，由于并聯(lián)器件的增多，柵極充電的要求也隨之提高。本文就將針對PWM應(yīng)用中的低電壓反饋進行講解。
輸出電壓接近低于1V電平，電源控制集成電路制造商推出了包括內(nèi)部低電壓參考的產(chǎn)品，以適應(yīng)新情況的要求。但是，如果設(shè)計人員希望既采用高性能驅(qū)動器，又使用包括的內(nèi)部參考高于反饋電壓的 PWM，那該怎么辦?換言之，調(diào)節(jié)輸出電壓為 1V 的情況通常都需要 1V 或更低的參考電壓，由 PWM 內(nèi)部誤差信號放大器的同相輸入提供。
應(yīng)用電路(見圖 1)提出了一種備用方法，可反饋低于 PWM 參考電壓的輸出電壓。正常情況下，輸出電壓高于誤差信號放大器的參考，因此 VOUT 與接地之間簡單的電阻分壓器會將調(diào)節(jié)電壓設(shè)置在 PWM 誤差信號放大器的同相輸入的水平上。但是，當 VOUT 低于誤差信號放大器參考電壓時，反饋電壓必須分壓，而不是下降。分壓意味著必須從另一個調(diào)節(jié)電壓源添加一些額外的電壓至反饋電壓。
圖1 低電壓同步降壓反饋解決方案
UCC3803在引腳8上提供 4V 的內(nèi)部電壓參考。此外，在 PWM 誤差信號放大器的同相輸入上的內(nèi)部電壓為 VREF/2，或 2V。通過 R1 反饋 100% 的 VOUT，再通過 R2 反饋一部分 VREF，可在引腳2上對 UCC3803 反饋節(jié)點應(yīng)用疊加的原理：
=×VREF + ×VOUT (1)
就圖 1 顯示的應(yīng)用電路而言，UCC3803 配置為電壓模式操作，因此可適當選擇第三類補償方案。由于 R1 是控制環(huán)路補償?shù)囊徊糠郑虼吮仨毾扔嬎愠鲈撝?，然后根?jù)以下方程式選出 R2的值：R2=×R1 (2)
舉例來說，假設(shè)先定 R1為 1kΩ，而 VOUT 為 1V，那么就可根據(jù)方程式3計算得出 R2的值如下：
R2=×(1×103W)=2kΩ (4)
如果應(yīng)用中 PWM 控制器不向集成電路外部提供參考電壓，仍可應(yīng)用上述技術(shù)，但還需要從其它調(diào)節(jié)源添加圖 1 中 VREF所提供的額外電壓。
選擇采用帶有集成驅(qū)動級的單一PWM控制器，還是考慮采用與PWM控制器分開的外部驅(qū)動器雙芯片解決方案，有時很難說清楚。雙芯片解決方案可實現(xiàn)性能增強的優(yōu)勢，但也必須進行認真比較，因為它相對造成成本增加，而且失去了單集成電路方法的簡單性。不過，當?shù)碗妷?、高電流以及高頻電源轉(zhuǎn)換的最佳性能絕對必需時，選擇哪種 PWM 控制器也就不必受限于誤差信號放大器參考電壓了。
